如图5-4 所示，变频调速系统各环节的功率如下：

1. 电源功率

即变频调速系统从电源吸取的电功率，其计算公式如下：PS ＝ USIS·λ (5-6)  式中，PS 为变频器的输入功率，kW；US 为电源线电压，V；IS 为电源线电流，A；λ 为全功率因数。
 

2. 直流回路功率

PD ＝ UDID (5-7)  式中，PD 为直流回路的电功率，kW；UD 为直流回路电压，V；ID 为直流回路电流，A。
 

3. 变频器的输出功率

变频器的输出端是和电动机相接的，所以，其输出功率也是电动机的输入功率，计算公式如下：PM1 ＝ UMIMcosφ1 (5-8)  式中，PM1 为变频器的输出功率，kW；UM 为变频器的输出线电压，也是电动机的输入线电压，V；IM 为变频器的输出线电流，也是电动机的输入线电流，A；cosφ1 为电动机定子侧的功率因数。

5.1.1.4 频率下降后的功率变化

毫无疑问，在每两个环节之间进行转换时，都会有功率的损耗。但因为这些损耗功率所占比例都很小，可以忽略不计。则可以认为，各环节的功率都是近似相等的。要大一起大，要小一起小。

当变频器的输出频率减小，使负载转速下降时，各环节的功率将减小，但减小的原因各不相同，分述如下：

1. 负载消耗的功率PL

由式(5-4)，因为是恒转矩负载(TL=C)，所以转速nL下降时，PL 也必下降。

2. 电动机的输出功率PM2

因为电动机的电磁转矩总是和负载转矩相平衡的，当拖动恒转矩负载时，电磁转矩也是不变的。则由式(5-3)，当转速nM 随频率下降，输出功率PM2 将减小。

3. 电动机的输入功率PM1

由式(5-8)，因电磁转矩不变，故电流大小也不变，但变频器的输出电压要随频率下降，所以，电动机的输入功率( 也就是变频器的输出功率) 减小。

4. 直流回路的电流ID

由式(5-7)，因为直流电压UD 是不变的，所以直流电流ID 将随功率PD 的减小而减小。

5. 变频器的输入电流IS

由式(5-6)，因电源电压US 是不变的，故输入电流IS随功率PS 而减小。

5.1.1.5 结论

变频器在低频运行时，由于其输出电压要随频率同时下降，所以输入电流比输出电流小。

这和变压器是相同的。在降压变压器里，在损耗功率忽略不计的情况下，高压侧和低压侧的功率是相等的。而功率又和电压与电流的乘积成正比，所以高压侧的电流小、低压侧的电流大，如图5-5(a) 所示。

变频器其实也一样，所不同的只是变频器输出侧的电压是随频率的下降而下降的，其输入侧是高压侧，所以输入侧的电流比输出侧的电流小，如图5-5(b) 所示。

5.1.2 输入电流的功率因数

5.1.2.1 电动机的功率因数

1. 变频调速系统的能量交换

      电动机是电阻、电感性(R、L) 负载，其功率因数cosφ＜ 1。存在着一部分磁场和电源交换能量的无功功率。

      在变频器里，电动机并不直接和电源相接，而有直流电路阻隔其间，因此，其能量交换只在磁场和滤波电容器之间进行。

如图5-6 右上角所示，在0~t1 区间，电流和电压是反方向的，说明是反电动势克服电压而向电容器充电，如图中的虚线①所示；在t1~t2 区间，电流和电压是同方向的，说明是电容器上的电压克服反电动势而向放电，如图中的虚线②所示。

2. 电动机功率因数的作用

(1) 与变频调速系统的功率因数无关

    变频调速系统的功率因数是在变频器的输入侧进行测定的，如图5-6 所示。电动机里的磁场能和变频器的输入电源之间并不进行能量交换，所以，电动机的功率因数和变频调速系统的功率因数之间并无关联。

(2) 电动机功率因数影响发热

功率因数低，定子里的无功电流增加，将增加定子绕组产生的热量，使电动机的温升增加。

(3) 减少变频器带动的电动机数量

当一台变频器供电给多台电动机时，如电动机的功率因数低了，将使变频器能够供电的电动机台数减少。

3. 影响电动机功率因数的因素

(1) 异步电动机的定子电流

如图5-7(a) 所示，异步电动机的定子电流I1 由两部分构成：首先是转子的等效电流I2’，其大小取决于负载的轻重；其次是励磁电流I0，用于产生磁通，其大小和电压有关，电压大，则励磁电流也大。三者之间的关系如图5-7(b) 所示：

式中， 为定子电流，A； 为转子的等效电流，A；为励磁电流，A。

(2) 励磁电流的大小

      变频器里有一个功能，叫做“ 转矩提升”，是在低频运行时，调整电压频率比(U/f 比) 的。其实际意义是，当电动机在某一频率下运行时，其输入电压是可以根据负载的情况进行调节的。

      电动机是通过产生电磁转矩来拖动负载的，电磁转矩的计算公式是：

      TM ＝ KTФmI2’cosφ2 (5-10)

式中，TM 为电磁转矩，N∙m；KT 为比例常数；Фm 为每个磁极下磁通量的振幅值，Wb。式(5-10) 表明，电磁转矩是和转子电流与磁通的乘积成正比的。就是说，如增大电压，则磁通增加，也同样可以增大电磁转矩的。问题是，电动机的磁路是要饱和的，而在饱和状态下，励磁电流即使增加很多，磁通也增加不了多少。

     于是，当变频器的转矩提升功能预置得太大时，就出现励磁电流大幅增加的情况，从而使电动机的功率因数减小，如图5-7(c) 所示。

      所以，在变频调速的情况下，如果电压与频率之比设定不当，容易发生电动机磁路饱和，励磁电流增大的现象。结果是电动机的功率因数下降，效率降低。

(a) 各电流关系 (b) 电流相量图 (c) 电压偏高相量图

图5-7 异步电动机的定子电流

5.1.2.2 变频器的功率因数

1. 变频器的输入电流

变频器的输入侧是一个三相全波整流电路，整流后的直流电压为UD，如图6-8(a) 所示。很明显，当电源电压的瞬时值小于UD(uS ＜ UD) 时，是不可能有输入电流的。只有当uS≥UD 时，才开始有输入电流，如图5-8(b) 中之曲线①所示。其输入电流是非正弦电流，如曲线②所示。它将包含着十分丰富的高次谐波成分。
 

输入电流的基波分量与电压同相位，所以，当用普通的功率因数表测量时，得到的结果是cosφ=1。

然而，所有高次谐波电流都是无功电流，它所起的作用和R、L 电路里cosφ 较低时的作用完全相同，就是说，它要在电源和输电线路里流过许多不作功的电流，从而减小了电源和输电线路的供电能力。
 

2. 提高变频器功率因数的途径

既然变频器功率因数低的原因是由高次谐波电流导致的，提高功率因数的根本途径，就只能从削弱高次谐波电流着手。因为电感线圈的感抗是和频率成正比的，所以用电感来削弱高次谐波电流就是顺理成章的方法。具体方法是：

(1) 接入交流电抗器

在三相电源的进线处串联交流电抗器，如图5-9 中的AL 所示。

变频器在低频运行时，三相输入电流是不平衡的。要说明这个问题，首先看一下三相整流桥经滤波电容器滤波后的工作特点。

1. 整流桥向电阻电路供电
 

      电源的三相交变电压的波形，经三相全波整流以后，其电压波形有6 个脉波，如图5-10 中的曲线①所示。电容器的滤波过程如下：在每个脉波的上升沿，电压在向电阻R 提供电流的同时，也向电容器充电；而每个脉波的下降沿，则主要是电容器向电阻放电的过程。

     总的来说，滤波电容器处于不断地充、放电的状态，其电压波形如图5-10 中的曲线②所示。这6 个脉波的充、放电过程有两个特点：第一个特点是有序。就是说，前一个脉波充、放电完毕，后一个就接着来，好象排着队一样；第二个特点是均等。因为电阻值是不变的，所以，6 个脉波的放电电流都相等。在这种情况下，三相的进线电流是平衡的。
 

2. 向R、L 电路供电
 

变频器的负载是电动机，电动机的定子绕组属于R、L电路。如图5-6 所示，R、L 电路也要对滤波电容充、放电。就是说，在变频器里的滤波电容，既要接受电源对它的充、放电，也要接受负载对它的充、放电。两者之间能否协调呢？
 

假设变频器的输出频率为25Hz，输出电流的波形如图5-11 的右上角所示，电流比电压滞后7.5ms( 相当于0.375π)。现在来看一下，电阻负载时，滤波电容充、放电的有序和均等这两个特点是否继续存在？

(1) 充电的有序性

    如图所示，在7.5ms 时间内，电动机绕组一直在向滤波电容器充电，而整流桥整流后，每个脉波的持续时间只有3.3ms，电动机绕组向滤波电容器充电的时间（7.5ms）复盖了电源整流后的2 个多一点的脉波，这两个被复盖的脉波处于不能充电的状态。因此，6 个脉波向滤波电容器充电的有序性被破坏了。
 

(2) 放电的均等性

    在直流向电动机绕组放电此后的时间(12.5ms) 内，放电电流并不象电阻电路那样均衡，而是正弦波的，就是说，每个脉波的放电电流是不相等的。所以，6 个脉波向电动机绕组的放电电流是不均等的。

    结果是，如图5-10 那样的6 个脉波“ 有序而均等” 地对滤波电容器进行充、放电的状态被破坏了。所以，三相进线电流就是不平衡的了。并且，毫无规律可言。一方面，要受到变频器输出频率的影响；另一方面，也要受到负载轻重的影响。

一般来说，工作频率越低，负载越轻，三相进线电流越不平衡。
 

小小体会

    变频器的输入电流具有一些和常规电器不一样的特点，而尤以三相电流不平衡是在其他设备中难以见到的。核心的问题是必须充分了解电解电容器的充、放电特点。
 

5.2 停电时的故障分析

讲解背景

      二十世纪八十年代，我自己研制的变频器正在顺利试机，单位突然停电，再开机，竟不运行了。检查的结果是逆变器件损坏了。分析其原因，则和变频器各部分的过渡过程有关。当时的逆变器件用的是大功率晶体管GTR(BJT)。虽然，现代的中小容量变频器因为使用了IGBT，已经解决了这个问题。但GTR 并未完全退出变频舞台，所以，分析其损坏过程，仍有一定价值。
 

5.2.1 变频器里的直流电源

5.2.1.1 主电路的直流电源

1. 主电路的结构

主电路的直流电源已如前述，由三相全波整流电路加滤波电容器构成。这里不再赘述。

2. 突然停电后的过渡过程

当突然停电时，变频器的框图如图5-12(a) 所示。由于逆变桥还在工作，滤波电容器CD 迅速放电，直流电压UD迅速下降，电压曲线如图6-12(b) 中之曲线①所示。曲线②是曲线①的切线，τD 是UD 下降的时间常数。由曲线①知，电压的下降是很快的。但因为电压的初始值很大，下降过程的总时间并不很短。
 

5.2.1.2 驱动电路的直流电源

1. 对驱动电源的要求

驱动电源需要解决两方面的问题：

一方面，它应能使晶体管迅速进入饱和导通状态，如图5-13(a) 所示； 另一方面，在饱和导通的状态下，又能使晶体管迅速截止。为此，采取了两个措施：
 

(1) 关断时，在基极和发射极之间加入反向电压，使晶体管容易截止，如图5-13(b) 所示。
 

(2) 当晶体管饱和导通后，应适当降低驱动电压，使晶体管退出深度饱和的状态，如图5-13(c) 所示。

2. 驱动电路的结构

驱动电路的结构框图如图5-14(a) 所示，其负载是晶体管的B-E 结。根据驱动电路对电源电压的要求，滤波电容器CB 的容量不宜太大。
 

3. 突然停电后的过渡过程

一方面，由于CB 的容量不大，另一方面，其输出电流又并不小，所以，停电后，电压UB 和驱动电流IB 将衰减得很快，如图5-14(b) 中的曲线①所示。

5.2.1.3 控制电路的直流电源
 

1. 控制电路的电源结构

控制电路的主体是中央处理器(CPU)，它对电压稳定度的要求极高。在图5-15(a) 中，W1 是开关电源输出变压器的一次绕组，CPU 的电源从二次绕组之一取出。本来，开关电源本身就具有稳压功能，但为了增强CPU 电源的稳定度和抗干扰能力，又增加了稳压电路，如

图5-15(a) 所示。图中，7805 是集成稳压电路，滤波电容器C01 的容量很大，以保持直流电压更加稳定。C02 和C03 用于抗干扰。

5.2.2 停电时逆变管损坏的原因

5.2.2.1 逆变用晶体管的额定功率

1. 晶体管的功耗

众所周知，晶体管有三个工作状态：截止状态、饱和导通状态和放大状态。今假设某晶体管的额定数据是：1200V、100A、500W。则在三个状态之下的功耗如图5-16所示。
 

(1) 截止状态的功耗

在截止状态，集电极只有1mA 的漏电流，电阻RC 上的电压降几乎为0，晶体管的管压降和电源电压近乎相等，晶体管的功耗只有0.5W，如图5-16(a) 所示；


(2) 饱和状态的功耗

在饱和导通状态，集电极电流为100A，晶体管的管压降为2.6V，功耗为260W，如图5-16(b) 所示；
 

(3) 放大状态的功耗

以某放大状态为例，集电极电流为50A，集电极电阻RC 上的电压降为248V，晶体管的管压降为252V，功耗高达2.6kW。大大超过额定功耗，如图5-16(c) 所示。所以，开关晶体管只能用在开关状态，绝对不允许在放大区停留。
 

5.2.2.2 变频器停电时的状态

正常情况下，应该首先使变频器停止工作，然后切断电源。如果变频器在正常运行的状态下突然切断电源，情况如何呢？
 

1. 基极电流

如上述，停电后，基极驱动电路的电压下降得很快，故基极电流也很快减小。假设，在tX 时间内，基极电流从额定状态的1.5A 减小为0.375A，晶体管进入放大状态，集电极电流减小为20A，如图5-17(a) 所示。
 

2. 主电路电压

主电路电压也下降得很快，但因为初始值很大，所以，在相同的tX 时间内，虽然下降得只有额定电压的30%，但仍有150V。
 

3. 晶体管的功耗

集电极电流的减小，使RC 上的电压降为100V，而晶体管的管压降减小为50V，晶体管的功耗为1000W，是额定功耗的2 倍。所以，晶体管必烧无疑。变频器的逆变器件改用IGBT 管以后，因为其控制极电流极小，驱动电路的电压不会很快下降，上述现象基本上不再发生。

小小体会

当电源电压突变时，分析各部分电路的暂态过程是十分重要的，也是解开各种迷团的主要途径。